Например TDA7294

РадиоКот >Схемы >Питание >Преобразователи и UPS >

Теги статьи: Добавить тег

Преобразователь 12-19В.

Автор - Андрей Фролов
Опубликовано 25.08.2010.
Лауреат Конкурса "Поздравь Кота по-человечески 2010". Второе место в номинации "Аналоговая техника".

Приветствую всех читателей и собственно Кота! Хочу поделиться с участниками конкурса (и не только с ними) своими поисками оптимального, на взгляд автора, варианта изготовления преобразователя для ноутбука (или другой мобильной аппаратуры) позволяющего питать его от бортовой сети автомобиля, так как мир становится всё мобильнее, и многие желают брать свои девайсы в дорогу. А, как известно, за всё надо платить, то почему бы ни стать теми, кому это будут делать?
Цели были поставлены такие:
1. В первую очередь автор ставил перед собой коммерческий интерес этого проекта, поэтому себестои-мость должна была стремиться к нулю.
2. Простая схемная и практическая реализация (100% повторяемость).
3. Малые габариты, малый нагрев (никаких торчащих вверх радиаторов и принудительного охлаждения), низкопрофильность (последнее обусловлено наличием у автора корпусов от БП принтеров, сканеров:).
4. Преобразователь должен подходить для ВСЕХ НОУТБУКОВ (при необходимости мог на определённое время выдавать мощность не менее 120 Вт, характерную для начала заряда батарей мощных ноутбуков).

Свои поиски начал с Интернета и вот что он мне родил:
1. Схема неизвестного автора.

Схема 1

Собрав эту схему и подтвердив свои предположения, что выходной драйвер UC3843 на частоте комму-тации в 150 кГц (данная частота соответствует указанным номиналам R2,C2) даёт такие завалы фронтов управляющих импульсов на затворе VT1, что это приводит к недопустимому (по мнению автора) нагреву ключа за счет динамических потерь во время коммутации. Добавив внешний драйвер на дискретных эле-ментах ситуация поправилась но поставленным целям результат всё же не удовлетворял. Из неё при нор-мальной температуре (не выше 60 градусов) больше чем 3,5А не выжать. Да и потери в токоизмерительном резисторе достаточно велики, что придаёт ему не только габариты, но и нагрев, а в закрытом корпусе это будет решать многое. Нельзя не сказать и о плюсах данного схемного решения. Высокая частота коммута-ции автоматически уменьшает значения входных и выходных конденсаторов, хотя в тоже время предъявля-ет высокие требования к их качеству (низкое Эквивалентное Последовательное Сопротивление), да и зна-чение индуктивности относительно не велико, что позволяет уменьшить её габариты при хорошем железе.
2. Схема от автора Michael Schon.

Схема 2

Всё бы ничего (кроме заявленного в КПД 96%, хотя ни в одной справочной литературе по проектированию и практической реализации данных преобразователей автор не нашёл таких возможных данных, а везде была указана планка в 89% с чем я абсолютно согласен), но эта схема и особенно её практическая реализация не соответствовала ни одному требованию. Поэтому автор собирать и экспериментировать с ней не стал. Может за границей можно и всё купить или даже заказать, но где это набраться столько конденсаторов, да и габарит дросселя с радиаторами не удовлетворяли.

Было решено делать самому и из того, что есть! А так как автор по совместительству занимается ремонтом компьютеров, то делать из чего - было. Основным направлением построения схемы стало увеличение рабочей частоты входного и выходного фильтра с целью уменьшения их ёмкости и габаритов соответственно, а так же распределение нагрузки а, следовательно, и тепловых потерь, за счет введения второго силового канала. К такой схематехнике подтолкнуло изучение многофазного формирования питания процессоров на материнских платах. Откуда в принципе и были взяты все необходимые детали. Только в качестве ШИМ-контроллера была выбрана изъезженная TL494 (стоит практически в каждом БП для ПК старше 2-3х лет) а, не 4х-фазная SC2643VX c материнской платы. Практически все необходимые компоненты были взяты с материнской платы фирмы EPOX (таких у автора стопка под потолок). Ну и вот что получилось:

Обвязка TL494 практически идентична стандартной обвязке в БП для ПК за исключением того, что осциллятор имеет рабочую частоту около 290кГц (к сожалению, в документации на микросхему указана планка в 300 кГц). Хочется заметить что цепочка плавного пуска (R12,C7) в любом повышающем преобразователе имеющем такую схематехнику просто обязательна, так как преобразователь, работающий в непрерывном режиме тока дросселя (кода запасённая энергия в дросселе сохраняется до следующего такта заряда) имеет медленную переходную характеристику, то вероятность перенапряжения оказывается очень большой. А плавный пуск исключает перенапряжения на T1 и T2, хотя и остаётся вероятность перенапряжения в результате сброса нагрузки, но это беда всех преобразователей такого плана. К счастью этот преобразователь может войти в такой режим только при коэффициенте заполнения от 50% и выше, но это ограниченно самой микросхемой, так что волноваться незачем, но перестраховаться не помешает. Что касается измерения и ограничения тока, то для измерения был использован кусок проволочного шунта от старой Цешки длинной около 10-15мм (10-12 мОм). Верхний по схеме усилитель, входящий в состав IC1, осуществляет токоограничение, а вариацией резисторов R3, R4 можно установить необходимый уровень. Хочется заметить, что в любом гальванически не развязанном повышающем преобразователе, понятие токоограничение, довольно относительное, ведь при коротком замыкании в нагрузке ток с помощью ШИМ-контроллера не ограничить - ведь даже при закрытых ключах T1 и T2 ток КЗ потечёт через диоды D1 и D2, а "уровень токоограничения" подразумевает, что схема будет ограничивать ток через дросселя и ключи и как следствие при непомерной нагрузке просто будет падать выходное напряжение преобразователя. Поэтому предохранитель F1 просто обязателен на экстренные случаи.
В преобразователе использованы специализированные микросхемы SC1211 представляющие собой драйвера для понижающего преобразователя с функцией синхронного выпрямления (для тех, у кого не найдётся материнской платы с ними, то можно использовать и другие подходящие такие как RT9601, RT9602 и многие другие которые, кстати, есть и на видеокартах, с соответствующей коррекцией схемы, но ниже будет схема драйвера и на дискретных элементах). Была задумка и в этом устройстве реализовать синхронное выпрямление, но так как SC1211 драйвер для понижающего преобразователя, то в нем не реализовано запирание верхнего синхронного ключа в функции направления тока дросселя, а наоборот реализовано для нижнего (понятие "верхний" и "нижний" автор использует с учётом того, что вместо D1 и D2 стоят МОП-транзисторы и с ключами T1 и T2 они образуют полумосты). А без этой функции драйвера в режиме прерывистого тока дросселя обязательно наступит момент, когда запасённая энергия в дросселе закончится и наступит время работы выходного конденсатора, только этот этап не будет отслежен, и ток из конденсатора потечёт не только в нагрузку, но и в шину +12В через синхронный выпрямительный ключ и дроссель. Это и есть нежелательный режим. Поэтому этот проект пока в разработках, да и его применение на малых мощностях экономически не обосновано.
Что касается обвязки SC1211 то номиналы R5 и R6 увеличивать не рекомендую, так как при значении в 10кОм сигнал на входе переключения СО(4)-SC1211 имеет пилообразную форму (за счёт ёмкости входа), что приводит к задержке заднего фронта выключающего ключ и как следствие вводит дополнительный ноль в передаточную характеристику контура регулирования, а из-за этого может возникнуть нестабильность и возбуждение системы. Ёмкости С8 и С9 должны быть достаточными для того чтобы их хватило для гарантированного заряда ёмкости затворов ключей в противном случае вся работа ляжет на внутренний источник стабилизированного напряжения SC1211 с последующим его перегревом (во время наладочных работ случайно отвалившийся конденсатор привел к моментальному образованию дыры в SC1211).

Детали.
Как я уже говорил, практически все необходимые детали были взяты с материнских плат. Прилагаю фото донора (материнская плата фирмы Elitegroup модель K7S5A, хотя автор предпочитает использовать платы с драйверами SC1211, просто предполагает, что желающим собрать преобразователь достать такие платы может и не удастся):

Зелёной стрелкой на фото №5 указаны нужные "органы". Данный экземпляр имеет на борту и кольцевые дросселя, ключи, диоды Шотки и входные конденсаторы с хорошим ЭПС (ВНИМАНИЕ! На K7S5A напряжение входного конденсатора в зависимости от версии платы может быть 6,3В), и даже TL494, а зелёными овалами на фото №6 отмечены планарные полевые транзисторы (маркировка на корпусе sSG25 или 702, это всё 2N7002 от разных производителей) для использования в дискретном драйвере. Таких на любой "мамке" валом только присмотреться. Кстати в районе звукового чипа (обычно маркируются ALC668: в зависимости от установленного) есть и стабилизатор 78L05 который можно использовать для формирования питания затворов силовых ключей. Поднять уровень можно с помощью двух диодных сборок с маркировкой A7W до уровня 7-8В, так как во многих источниках указано напряжение 8,5В, как оптимальное для затворов низкоуровневых ключей с точки зрения уменьшения динамических потерь. На схеме этот узел в красном пунктире, его можно реализовать и обычным параметрическим стабилизатором. Делать его выше 8В не рекомендую, так как будет маловата разница между +11В на входе (при наихудшем варианте "аккумулятор разряжен") и +8В, а этот уровень будет использоваться для управления верхним ключом полумоста драйвера.
Хотелось бы немного остановиться на изготовлении параллельных повышающих дросселей L2 и L3. На материнских платах есть кольцевые, и штыревые в противозвенящем кожухе (квадратные). Предпочтительнее кольцевые, так как процесс изготовления будет проще. Необходимо имеющуюся проволоку смотать, и намотать, две проволочены в параллель (больше двух у меня не помещалось) диаметром 0,6мм каждая, около 18-20 витков (это бывает непросто ведь окно небольшое). В процессе работы дросселя греются, но не само железо, а проволока, что говорит о нехватке поперечного сечения проводника и о приличном влиянии скин-эффекта но, это, к сожалению, цена за низкопрофильность, кстати, это одна из причин по которой было принято решение об использовании двух параллельно работающих катушках. Повторяемость катушек 100% так как все они стояли в одном месте и тоже работали в параллель. Да и поиски сердечника удовлетворяющего требованиям ничего не принесли ведь большинство доступного работало в диапазоне 60-100кГц, а на материнской плате каждый из сердечников работал приблизительно на частоте коммутации в 300кГц и с коэффициентом заполнения не более 20% что говорит о его хороших магнитных свойствах.
Режим работы преобразователя смешенный. Каждый канал по отдельности работает в режиме прерывистого тока, что обеспечивает быструю переходную характеристику и уменьшение потерь во время коммутации на ключе, так как он закрываясь не разрывает ток своего дросселя который течёт в нагрузку (к тому времени работает уже другой канал и диод этого канала смещён в обратном направлении). А работая вместе на одну нагрузку два канала обеспечивают непрерывный ток в нагрузке за счёт своих токов дросселей, практически не прибегая к помощи конденсатора на выходе. Выходной конденсатор существенно работает только при малом коэффициенте заполнения, когда есть провалы между токами дросселей. Хочется отметить, что расчёты индуктивности проводились как для одноканального преобразователя работающего в режиме прерывистого тока дросселя, а расчёты выходной ёмкости проводились как для одноканального преобразователя с удвоенной частотой и непрерывным током дросселя. Испытания показали, что двухканальная схема впитала в себя преимущества двух режимов. А именно: режим прерывистого тока дросселя каждого из каналов даёт быструю переходную характеристику и малые потери на ключе, а так как токи двух дросселей налагаются друг на друга, то в результате на выходе получается непрерывный ток обоих дросселей удвоенной частоты и выходной конденсатор требуется очень маленький (по расчётам около 50мкФ на 100мВ пульсаций на выходе). Но автор решил не скупиться, поэтому выходного конденсатора в 100-470мкФ с ЭПС не более 0,3 Ом будет предостаточно, тем более габарит будет небольшой (ЭПС можно немного уменьшить запаралелив его керамическим или полимерным конденсатором).
Что касается ключей Т1 и Т2, то это N-канальные UltraFEET c очень низким Rdson (сопротивлением открытого канала) и они всё от туда же, и их типовые параметры 30V напряжение сток-исток и 50-80А пиковый ток. Будьте осторожны на некоторых платах есть экземпляры на 20В, что будет чревато: В качестве их замены предлагаю IRFL44 (выбор обусловлен ценой и доступностью).
Дроссель L1, C18 и С19 являются опциональным заградительным фильтром от ВЧ помех в бортовую сеть автомобиля и при бюджетности конструкции их можно не устанавливать.
Устройство можно дополнить цепями сигнализации наличия выхода +19В и предупреждения о том, что аккумулятор садится. Вот мои варианты:
Возможно, потребуется подбирать напряжение стабилитрона ZD6 под уровень зажигания красного светодиода, в зависимости от вашего предпочтения о предупреждении. Со светодиодом, у которого прямое падение около двух вольт, и стабилитроном на 6В порог находится около 11В на аккумуляторе (так как выход стабилизирован).

В схеме с драйверами на дискретных элементах использована классическая парафазная схема на полевых ключах (можно использовать любые современные N-канальные транзисторы малой мощности). Автор намеренно не использовал драйвер на N и Р-канальных ключах, так как Р-канальных на мамках не очень много, да и не основные носители не внушают доверия.
А вот и схема с драйверами на дискретных элементах:

Сборка и наладка
1. Разводим плату разделяя при этом силовые цепи от сигнальнах.
2. Запаиваем все компоненты и проверяем частоту на затворах силовых ключей (около 145кГц), а также смотрим крутизну фронтов.
3. Наматываем дросселя (18-20 витков, но один конец оставляем длинной около 10см).
4. Припаиваем один дроссель, включаем и проверяем выход +19В (подстраиваем с помощью R7-R11.).
5. Находим подходящую нагрузку и нагружаем ампера на 3.
6. Нехитрыми манипуляциями замеряем КПД (при стабильных нагрузке и входном напряжении можно ориентироваться на входной ток) и если оно в пределах 88-89% то всё в норме.
7. Выключаем и доматываем, если есть куда, витка три. Повторяем пункт 6 и делаем вывод что лучше.
Подобрав, таким образом, лучшее значение индуктивности для данной катушки её отпаиваем и проводим такие же манипуляции для другой, уравнивая их показания. Это необходимо для равномерного распределения нагрузки и потерь.
8. Запаиваем обе катушки и включаем, нагружаем, проверяем:
9. После того как мы убедились, что всё работает, настраиваем токоограничение. Делается это подачей максимальной выбранной нагрузки (выходной ток 8А,6А,5А:) и уменьшением номинала R3 до того момента пока не начнёт падать выходное напряжение. Это и будет порогом токоограничения. Если использован совсем короткий и низкоомный шунт, то возможен вариант, когда R3 выкорочен, а выходное напряжение не упало. Тогда необходимо увеличить номинал R4 в два-три раза и повторить настройку.

Тепловой режим
Хочется особо отметить, что основные потери и нагрев достаточно локализованы и ограничены диодами D1 и D2 и собственно потерями в меди катушек. При нагрузке в 6А(19В) происходит постепенный и уверенный подогрев диодов примерно до 40-50 градусов (планарный монтаж), поэтому, припаяв небольшие медные пластинки возле диодов можно немного улучшить их состояние с учётом того, что с увеличение их температуры, потери на них тоже увеличиваются (увеличивается обратный ток утечки, который на такой частоте и при таких токах и без того не мал), откуда и вытекают потери процентов КПД. Надеюсь синхронное выпрямление решит и эти вопросы.

На фото одна из сторон готовой платы. Несмотря на допустимые отклонения от рекомендуемых номиналов и способов изготовления этот экземпляр показал свою полную работоспособность при выходном токе 8А и выходном напряжении 19В. Так же на фото видно те самые пластинки возле одной из диодных сборок. Не удивляётесь что диодная сборка в D2PAC, а ключ в DPAC. При нагрузке менее 100 Вт ключ практически не греется, а той меди, к которой он припаян, вполне хватает для его охлаждения.

Итог

Итак, у нас получилось, что из одной материнской платы с 4х фазным питанием процессора и с применение SC1211 можно собрать два таких преобразователя, даже если во время наладочных работ спалить пару тройку ключей (на плате их минимум 12 штук, по 3 на каждую фазу), да и ещё останется целая куча других деталей. Раздобыть такие платы можно в ближайшем компьютерном сервисе за пару бутылок валерьянки, но автор предпочитает давать объявления о скупке нерабочего компьютерного барахла и их ему доставляют прямо домой по 1,5 - 2 у.е..
Что показывает технико-экономическое сравнение данного варианта? За пару у.е. купив плату и докупив две TL494, два кусочка текстолита 6х10см, два корпуса, две пары разъёмов и около 5м подходящего провода можно собрать за один день два преобразователя которые в ближайшем магазине продаются минимум за 30-35 у.е. каждый. И это притом, что общие затраты на два преобразователя, как правило, не превышают 6-8 у.е. Заработать или прилично сэкономить на этом можно и это для автора уже давно не вопрос. Но сделаете ли это Вы? Это остаётся вопросом.
На фото готовое устройство в корпусе от принтера HP с цепями сигнализации и масштабирующей

зажигалкой. Ради него автору пришлось ехать к одному из клиентов.
Надеюсь, что освятил все возможные вопросы.
Всем большое спасибо за то, что дочитали до конца.

Вопросы, как обычно, складываем тут.




Как вам эта статья?

Заработало ли это устройство у вас?

65 0 1
8 2 0