Ну, я пока не знаю толком ни того, ни другого.
Но, что видно по даташитам:
Явное преимущество имеют операционники, которые делаются для видео-усилителей. Например тот же LMH6643 скромно признаваясь, что полоса у него 130МГц ( при 3дБ неравномерности), имеет SR=130В/мкс и полосу в 19МГц (при 0,1дБ неравномерности). Тот же AD8066 имеет пареметры 145Мгц, 180В/мкс и 7(!!!)Мгц соответственно. то есть интересующая нас полоса с неравномерностью в 0,1дБ у него почти втрое меньше при втрое большей цене.
Хотя у них тоже есть свои недостатки, которые придется бороть.

Они очень хороши, когда нужно организовать сдвиг уровня сигнала. Я применял его "младшего брата" (AD830) в выходном каскаде генератора импульсов. http://leoniv.livejournal.com/4191.html

Провел предварительный расчет по синусоидальным 100Мгц при 12битах точности, 5пФ конденсатор АЦП:
Требования к ОпАмпу оказались очень скромные: GBWP=12,25Мгц, SR=45В/мкс.
R>130 Om, C=100pF.
Утром пересчитаю.

Расчеты на базе макетов надо делать и сравнить. Может снова очередная описка.
Лучше иметь иметь натурный результат с точностью 5-10% чем пустые расчеты с 6-ю знаками после запятой.

Мой старый совет снова - начните «Мурзик даже без входной части. Чисто на STM32F3discovery или STM32F303VCT6

Не, ну если хочется чтобы было похоже на осциллграф и без внешних деталей. То резисторы на входе надо не по 910 Ом, а по 100 КОм, и входы надо другие, чтобы OPAMP1/2 использовать. Ну и подключить на вход разделительный конденсатор на 1 mkF. Вот и будет вполне бюджетная часть, шумная конечно, но нормально пропускающая сигнал 10 Гц до 1 МГц и с входным сопротивлением отдаленно напоминающим осцилограф. А из-за разделительного конденсатора ее довольно тяжело спалить будет.

Следует читать (понимать) Мурзик часть первая. Здесь все обсуждения велись, думаю про 3-ю часть, весьма авансом.

Слепить Мурзика без внешних деталей, получим, одно посмешище. Если к 4-м суррогатным АЦП (при предельных) добавим еще 4-е более суррогатных ОУ () результат будет очевиден. Высказанное, мое мнение но время – всегда критерий истины.

Скромнее надо быть в желаниях. Если взять 2-x АЦП каждый из которых работает на 3 MSps . Получаем 8 точек на 750 КГц. Конечно до 1 МГц не дотягиваем, но совсем немного.

А про встроенный ОУ говорю из такого предположения. Сам ADC точный и не шумный. У меня получалось добиться ±1 LBS шума. Но если ADC на отладочной плате, то провода добавляют ±20-30 LBS шума. Встроенный ОУ таки несколько препятствует этому процессу.

Операционники на борту слабые по всем параметрам. По видимому, их задумывали как буфера (?! с выходом 500мкА ?!) на выход ЦАПов. (200кГц).

Входа АЦП - неравнофункциональны. На "медленных" входах минимальное Sampling time 35нс, а не 21нс, как на "быстрых".
Быстрые входа для первой пары АЦП: PA0-3 и PF4; для второй пары АЦП: PB1,13 и PE9,13.
Кроме того, чтобы не было сдвига по фазе нужно выход операционника распараллелить на два входа, типа PF4 и PE13.
В связи с этим был сделан пересчет на 4 АЦП по одному выходу ОпАмпа: С=100пФ, R>=30 Ом.

Задержки запуска преобразования АЦП по триггеру - не радуют. Там что-то типа 30нс +- еще 30нс. То есть при поступлении сигнала от внешнего/внутреннего синхронизатора АЦП стартанет один раз сразу, а другой раз через 60нс. Есть смысл таки делать последовательные 100-200-300 преобразований, по ходу выдавая отметки об окончании зарядки конденсатора - в таком режиме больше шансов получить равномерно распределенные захваты, если +30нс, то у всех результатов, например.

Я пока читаю теорию и подбираю хвосты - моя лаба в руинах, уже много лет. Для своего С1-101 я не нашел ни щупов, ни БП. Проверил - работает. СТМ32 зануден тем, что нужно изучать не только его регистры, но и функции стандартной библиотеки, кстати, за использование которых Томсоны в любой момент готовы предъявить свои права на проценты от проекта. По ходу разбираю старые запасы радиомусора - много вкусных и полезных микрух.

Для DAC есть отдельные буферные ОУ, и они отлично справляются со своей работой.
Так что это именно входной буфер для ADC, о чем написано в первой строке описания OPAMP "The operational amplifier output is internally connected to an ADC channel for measurement purposes." Хотя да, на больших частотах желательно что-либо помощьнее.



Лично у меня все такт в такт запускается. Этим и хорош STM32F303 - у него ADC тактируется на частоте 72 МГц. Вот в семействе STM32F1xx с этим действительно проблемы, там тактирование ADC от 12 МГц, и соответственно тригером тяжело точно запускать.

Пожалуйста, Где есть такое ? или отсюда косвенно.

В даташите на стр. 105 в таблице 67 есть колонка Sampling time. Это - из нее. Там есть связь с разрядностью, типа минимальный ST на медленном канале при 12битах - 62нс, а при 6ти битах - 21нс. Разъяснения пока не попадались...

Верно, и заодно перейдем с выборок с десятков наносекунд времени на 2 порядка выше в единицы микросекунд и заодно уменьшим на порядок скорость преобразования.Далее уже спокойно можем вернуться с СТМ32Ф303 на уже всем знакомый СТМ32Ф10Х.

При каких условиях? Получились такие результаты, но все-таки всем нельзя сообщить, чтобы цены не подскочили, и снова будет дефицит также, буржуи ведь такие!!

А можно картиночку с экрана ? Сейчас почему-то воспитанник мой Myp3ik ADC4 вообще развернул с ног на голову, а при макете Хамелеона вел себя почти прилично.

Не забываем про буферные усилители!




При измерении резисторов на "центральных" диапазонах. Вот такой железкой https://code.google.com/p/rlc-meter-balmer/
Там даже еще лучше, среднеквадратичная ошибка 0.8 LSB. Запускаю ADC на 3 MSPS c ADC_SampleTime_7Cycles5 . Либо для низких частот 1 MSPS c ADC_SampleTime_19Cycles5.




Моя железка таки не осцилограф, но она умеет по запросу передать 2 канала данных 2 тыс сэмплов по USB на компьютер. Вот картинка.


Но то, что такт в так запускается - в этом уверен. Для RLC измерителя надо синхронно запускать DAC и ADC. Ошибка фазы будет сразу видна.

Выше приведенная картинка красивая и информативная, мне б такие возможности.
...... Но она умеет по запросу передать 2 канала данных 2 тыс сэмплов по USB на компьютер.
На картинке - период сигнала около 0.034 секунды, т.е. около 30 герц 0.034s = 34ms = 34000us/2000 = 17 (us / sample); 1 / 17 (us / sample) = 58824 samples / sec
Или проще 1 / 0.034s * 2000 = 58824 samples / sec
«Там даже еще лучше, среднеквадратичная ошибка 0.8 LSB. Запускаю ADC на 3 MSPS, либо для низких частот 1 MSPS».
Отсюда на 1 точку графика при 3 MSPS ADC делает около 51 запусков или около 17 запусков при 1 MSPS, и отсюда это вполне закономерный результат
«У меня получалось добиться ±1 LBS шума.» Все верно.
Для Мур3ика на базе STM32F303 это непозволительная роскошь, ведь все хотим не десятки Герц, а пару Мегагерц.
Сегодня Мур3ик в лучшем настроении, но все равно, хандрит.


B этом He уверен.

Вот более удачный график:


Резистор 200 Ом 250 КГц. ADC работает на 3 MSPS.
Среднекваратическая ошибка около 2 LSB.

Так как в RLC измерителях важна ошибка в десятые доли градуса, то за этим особое внимание.
У меня есть возможность измерить сдвиг фазы для каждого из каналов.
Так вот, он плавает от измерения к измерению на ±0.02 градуса на частоте 250 КГц.
Если бы вдруг была бы ошибка на 1 такт от 72 МГц, то это сразу ошибка на 0.3 градуса. Это чуть больше, чем дохрена и cразу заметно.

Может быть есть смысл поставить подстроечный конденсатор параллельно Сфлт?
И им выравнивать фазу?

Если это мне вопрос, то:
- не знаю что такое Сфлт
- подстроечным конденсатором выровнять фазу в широком диапазоне частот затруднительно.

-Имеется ввиду конденсатор на входе АЦП

-с его помощью выравнивается не совсем фаза, а постоянная времени фильтра на входе АЦП (который сдвигает эту самую фазу). Задача - добиться Одинакового фазового сдвига на Обоих каналах. В идеале, на втором канале нужны и подстроечный резистор последовательно Rflt и подстроечный конденсатор параллельно Cflt. Тогда можно четко подогнать параметры фильтра на втором АЦП под параметры фильтра на первом.

Картинка красивая и ничего не могу иметь против него, но это только картинка.
Предпочел - бы фото с экрана ЖКИ.
Для прихода к общему знаменателю надо:
Переиграть синус на меандр 500 кГц и дать размах с 1/10 шкалы на 2/3 и 200 выборок
Меня еще смущает длительность выборки в ADC_SampleTime_7Cycles5, что составляет то
7.5* 0.25 мГц / 72 мГц * 360 град = 9.375 град, что составляет 2.6% от периода и еще количество выборок в 12раз ((3 MSPS / 0.25мГц)) ;
и где найти следы этих ступенек на кривой?
Кстати 1 такт от 72мГц составляет не 0.3, а 0.25 / 72 * 360 = 1.25 градуса
Надо помнить про погрешность вызываемой апертурой, его можно уменьшить, уменьшая до возможного минимума время выборки.
Требуемая постоянная времени для RC цепи , чтобы установить с точностью 1/4LSB разрешением при 12 бит:
∂ = time constant * ln ( 2 12+2 )= 9.7 time constant ~ 10 time constant
~10 time constant = 50 ns = 3.6 takta pri_(72MHz)

Требуемая постоянная времени для RC цепи , чтобы установить с точностью 1LSB разрешением при 10 бит (или с точностью 1/4LSB при 8 бит):
∂ = time constant * ln ( 2 10 )= 6.9 time constant ~ 7 time constant
~7 time constant = 35 ns = 2.5 takta pri_(72MHz)

Меня смущает, как можно ловить ±0.02 градуса на частоте 250 КГц.
(4E-6 * 0.02 градуса / 360 градуса = 2.222222… E-10) т.е. 22.22 пикосекунд времени.
Если мне вспоминается следующее: замерял частоту на выходе МСО у СТМ32Ф407 модулометром СК3-43 и заодно и решил посмотреть паразитную девиацию ради интереса,
получилось около 22-27кГц далее, решил перепроверить и еще автоматическим СК3-46, результат практически совпал но с меньшим разбросом, думаю особой разницы небудет с Ф303. Слишком уж шумный PLL.

Несовершенство аппаратуры основа изящных алгоритмов. /Мстислав Келдыш/