похоже, что хуже, ведь это вопрос материальный, а не моральный.

Мне вот интересно, есть в STMах что-то типа уникального серийного номера, который можно считать? При его наличии таких "экономных" людей можно отсеивать. Заливается прошивка, она читает этот номер, генерирует какой-нибудь код, код отправляется koyodza, он генерирует ответ, который вводится в блок и порядок.
Еще вариант, прошивать чипы сразу и продавать уже прошитые и лоченые, но тут вопрос с обновами возникает. Хотя если придумать загрузчик, который будет принимать обновы (не знаю возможно ли такое ), то это тоже выход.

Серийный номер есть. Пока подробностей раскрывать не буду, ещё не готов. Просто решил предостеречь, чтобы потом не было воплей типа "ой, а мы тут с поцонами 100 плат замутили, а он гад нас кинул".

Добрый день, всем! Уважаемый koyodza, скажите, пожалуйста, как я понял регулировка напряжения в Вашем БП от 0,1 В, а также как я понял параллельно нагрузке включен генератор отбора тока на VT8 и через этот генератор идет ток 60 мА независимо от напряжения нагрузки. Протекание тока в 60 мА через резисторы R714 и R715 создает на них падение напряжения уже 0,66 В + падение напряжения на VT8. А так как нагрузка и ГСТ включены параллельно, то напряжение на нагрузке, как я понимаю, не будет ниже чем напряжение на ГСТ. Вот у меня такой вопрос: как устанавливается на нагрузке напряжение в 0,1 В при протекании через ГСТ 60 мА отборочного тока?

Просто при таком напряжении ток через VT8 снижается до 10мА примерно. Но обычно этого достаточно, хотя в самом низу (0,1..0,15В) характеристика БП и приобретает заметную нелинейность. Однако мне сложно представить практическое применение БП в режиме стабилизации напряжения, а не тока, с таким низким выходным напряжением. Поэтому подобный вопрос может иметь более теоретическое, чем практическое значение.

Выбираем индустриальные и медицинские источники питания MEAN WELL в открытом исполнении

Использование модульных источников питания открытого типа широко распространено в современных устройствах. Присущие им компактность, гибкость в интеграции и высокая эффективность делают их отличным решением для систем промышленной автоматизации, телекоммуникационного оборудования, медицинской техники, устройств «умного дома» и прочих приложений. Рассмотрим подробнее характеристики и особенности трех самых популярных вариантов AC/DC-преобразователей MW открытого типа, подходящих для применения в промышленных устройствах - серий EPS, EPP и RPS представленных на Meanwell.market.

Подробнее>>

Дело в том, что где-то на форуме (http://forum.cxem.net) люди пишут, что для регулирования напряжения от нуля необходимо нагружать регулирующий элемент генератором тока и ГСТ должен быть соединен с отрицательным источником напряжения. Вот я сижу смотрю на Вашу схему и думаю, как это так у Вас получилось параллельно с нагрузкой.
Теперь все предельно ясно, спасибо за ответ!

Правильно пишут. Только какой практический смысл в регулировке от нуля в блоке питания? Это же не образцовый источник или калибратор. По-моему ниже 0,5В уже смысла не имеет.
При работе БП в режиме стабилизации тока нагрузка в самом БП (ГСТ в данном случае) вообще не нужна, и выходное напряжение при этом может быть сколь угодно малым.

Если рассуждать чисто теоретически, то есть и другие способы, позволяющие обойтись однополярным питанием. Например, можно сделать источник тока, сохраняющий линейность не от 0,6..0,7В, а от десятков мВ. Или нагружать можно не источником тока. Радикальное решение - мостовой выход. Но это всё усложнения, которые имеют смысл только для специальных применений. Любое практическое техническое решение всегда является результатом компромисса. Вопрос только в его выборе, что и является работой инженера. А вот теоретики вполне могут позволить себе оперировать бесконечно малыми и бесконечно большими величинами.

А какое отношение имеет ГСТ к регулировке от нуля? ГСТ нужен только в тех случаях, когда нагрузка дает для БП втекающий ток. Например, если в нагрузке есть емкости и мы перестраиваем напряжение вниз. Тогда ГСТ ускоряет перестройку. А при резистивной нагрузке он не влияет. В моем БП ГСТ тоже подключен к нулю и при малых выходных напряжениях не обеспечивает свой номинальный ток. Но БП линеен до самого нуля. Выставляю 0.00 В - на выходе доли милливольта. Делаю шаг - на выходе 10 мВ, затем 20 мВ и так далее.

Возможно, что нелинейность вблизи нуля - следствие вытекающего тока цепи измерения напряжения. В БП с двухполярным питанием усилителей ошибки этот ток компенсируется втекающим током через делитель местной ООС. Его можно было бы вообще избежать, если сделать сдвиг шкалы после дифф. усилителя, как сделано в Agilent. Но это усложнение схемы.

Леонид Иванович, я пока не знаю как Вы сумели регулировать напряжение от нуля, подключив ГСТ параллельно нагрузке (это сверх пилотаж), но я имею ввиду вот эту схему:

Здесь ГСТ выводит регулирующий элемент в линейную область как я понял. Стабилизатор поставляет ток (60 мА), приложив напряжение к нагрузке, а ГСТ отбирает этот же ток у нагрузки, приложив такое же напряжение только отрицательное. При увеличении напряжения стабилизатором на нагрузке лишний ток пойдет только в нагрузку т.к ГСТ отбирает только 60 мА, не больше не меньше. Вот так я понимаю этот процесс.

Чтобы регулировать от нуля, ГСТ вообще не нужен. При нулевом выходном напряжении стабилизатор поставляет ток 0 мА, на нагрузке 0 В. Что не так?

Наверно, это касается только биполярного управляющего транзистора. Слышал он не линеен при малых токах базы близ тока отсечки, поэтому и стабилизация такого малого напряжения сложна. Для этого ток базы увеличивают, чтобы вывести в линейный режим биполярный транзистор, а лишний ток, например, эмиттера, как результат этой манипуляции отбирают генератором тока.

Здесь еще один вопрос назрел, а возможно даже и мысль. Читал что Вы, koyodza, планируете усовершенствовать предрегулятор. Глядя на схему, я так понимаю, что VT612 используется для ускорения открытия VT6. А со звоном Вы боритесь с помощью обратной связи через С612 и R616. На форумах читал, для того чтобы не бороться со звоном (или хотя бы частично), его лучше не допускать путем замедления нарастания или спада напряжения на затворе (скругление формы сигнала между точками 2-3 и 5-6) перед полным открытием или закрытием коммутирующего транзистора VT6. Мысль (хотя это старый метод ускорения включения ключа) заключается в том чтобы между коллектором VT611 и базой VT612 включить форсирующую RC-цепочку (либо можно попробовать включить эту RC-цепочку в разрыв цепи между затвором VT6 и точкой соединения эмиттера VT612 и анода VD612). Емкость С1 должна быть меньше емкости между затвором и истоком Сз-и. При открытии VT6, сначала, происходит мгновенное нарастание напряжения на затворе через C1 (участок 1-2). Как только C1 зарядится в процесс вступает резистор R1. Через него происходит дальнейшее нарастание напряжения на затворе VT6, но уже замедленное (участок 2-3 (скругление)). При закрытии тоже самое (участок 4-5 - ускорение и участок 5-6 - замедление).



Наверняка Вы уже прорабатывали такие варианты или сразу же отказались от них по каким-либо соображениям. Но всё же хотелось бы узнать Ваше мнение об этом решении. Возможно это бредовая мысль, не судите строго, пожалуйста.

Транзистор сам по себе - довольно нелинейный прибор. Но это не имеет никакого значения, когда он охвачен петлей обратной связи, как сделано в БП. Снизу ограничивает только ток утечки, который для мощных транзисторов порядка десятков микроампер. Но на сопротивлении нагрузки такой малый ток не способен создать заметного падения. Другое дело, что особенности схемотехники конкретного БП могут приводить к появлению посторонних токов в выходной цепи БП, например, из-за измерительных цепей. Тут возможны два пути: или не допускать таких токов, или принять меры по их компенсации. Например, в PSL-3604 благодаря двухполярному питанию усилителей ошибки есть возможность обеспечить небольшой втекающий выходной ток через делитель местной обратной связи, что позволяет скомпенсировать токи утечки и токи измерительных цепей. В результате становится возможным установить точный ноль на выходе. Но для БП это не очень актуально, в то же время двухполярное питание - заметное усложнение конструкции.

Как я понимаю, чем больше нелинейность транзистора, тем глубже необходимо делать ОС, что влияет на КПД и усиление.
Вы можете дать мне ссылку, где можно глянуть на пример посторонних токов и методы их компенсации?

БП работает на постоянном токе, глубины ООС там хватает. А при чем здесь КПД, вообще не понял.
По поводу компенсации токов - посмотрите схему в ветке моего БП.

Я вообще говорю про влияние глубины ОС на КПД и усиление.
Вы случайно не помните на какой странице, хотя бы примерно?

Не только для втекающего тока. Он нужен в первую очередь для того, чтобы вывести регулятор на более-менее линейную область. Если регулятор вообще ничем не нагружен, на его выходе напряжение будет стремиться к входному.

Нет, вытекающий ток составляет порядка 2мкА при выходном напряжении вблизи нуля. Ток утечки мощного полевого транзистора на два порядка больше даже при нормальной температуре.

Вам самому будет намного понятнее, если Вы будете оперировать понятиями не напряжений, а токов. ГСТ никуда никакое "напряжение" не "прикладывает". Да и сама величина 60мА совсем не обязательно должна быть именно такой: сознательно (т.е. с пониманием того, что делаешь) вполне можно этот ток увеличивать или уменьшать. Данная величина выбрана как удобный компромисс для типовых выходных характеристик.

Забыли как минимум о токе утечки регулятора. И сильной нелинейности транзистора вблизи отсечки, возможности улетания усилителя ошибки в насыщение с закрытым регулирующим транзистором. В результате коррекция такого выходного каскада может потребоваться иная, чем была бы оптимальная для линейного режима работы.

Существенных изменений там не предвидится. Покажите где я это писал, попробую прокомментировать.

Изначально так и было: VT612 предполагался для увеличения скорости нарастания напряжения на затворе. Цепочка C612 R616 эту скорость ограничивает. Если убрать VT612, то всё будет хорошо за исключением того, что сложнее будет предсказать изменение скорости при замене типа транзистора VT6, поскольку в этом случае влияние его затворной ёмкости будет очень большим, и для разных транзисторов может потребоваться разный номинал C612
Поскольку схема разрабатывалась с учётом применения максимально широкой (по-возможности) элементной базы, такие неопределённости здесь совсем не нужны, чтобы потом под каждый транзистор подбирать коррекцию. Если жёстко задать тип VT6, то можно было бы убрать VT612 VD613 с соответствующим изменением номиналов других компонентов.

Эта цепочка нужна как раз для ускорения, а не замедления. В общем, движение в противоположную сторону от цели. Ну и на ёмкость затвора VT6 здесь завязываетесь, при выборе транзистора с ёмкостью, отличающейся в разы, Вас может настигнуть разочарование и потребуется изменение номиналов.


Ток утечки мощных транзисторов может быть порядка сотен мкА, в особо плохих случаях может быть даже до единиц мА
Повторяю ещё раз для тех, кто не понял: втекающий ток измерительных цепей при напряжении на выходе PSA2 вблизи нуля и указанных номиналах составляет порядка 2мкА, что значительно меньше возможных токов утечки регулирующего транзистора. Этот ток никак ни на что не оказывает практического влияния, кроме появления незначительного отрицательного напряжения на выходе когда сам выход отключен с помощью VT223. Но поскольку это напряжение (порядка сотен мВ) прикладывается через довольно большое сопротивление, реального вреда оно никому принести не может. Если же кому-то нужен БП для питания микромощных нагрузок, то нужно во-первых делать не 2..3А максимальный выходной ток, а скажем 0,1..0,5А, и соответственно заменить ряд компонентов, тогда можно этот ток сделать сколь угодно малым. Если же делается БП с выходным током 3А, то автоматически предполагается, что 2мкА на его выходе никто искать не будет.

Непонятно о каком КПД может идти речь в линейном регуляторе. Там всё что лишнее - идёт в тепло, грубо говоря.

Проблема нелинейности несколько преувеличена. Регулятор нормально работает на нагрузку в сотни микроампер, достаточно просто делителя обратной связи. В моем БП генератор тока в нормальном режиме работы выключен, пока не возникнет необходимость поглотить втекающий ток. Тогда он автоматически включается, что индицируется на дисплее как dnP.



Разве что из-за утечек в мощных транзисторах. Но этот ток не так велик. Для IRF540N в даташит от IR значится максимум 25 мкА для комнатной температуры, а в даташит от ST на их клон IRF540 - максимум 1 мкА. Достаточно кому-то "скушать" этот ток - дальше регулятор будет нормально работать.



Да, Вы правы, ток измерительных цепей пренебрежимо мал. У меня он тоже примерно 1 мкА при нулевом выходном напряжении. Основной вклад дает утечка транзисторов.



Я несколько утрировал. Имелись в виду токи нагрузки больше тока утечки. Но все равно это меньше 1 мА, а не 60 мА, о которых там шла речь. Улетание усилителя при закрытом регулирующем транзисторе обернулось благом. Если он начинает улетать, через цепь местной ООС он обеспечивает втекающий ток, компенсирующий утечки. Выходное напряжение приходит в норму, выход ОУ останавливается на этом уровне и дальше не улетает. Ну а с частотной коррекцией при работе БП в микротоковом режиме проблем не заметил. Впрочем, еще на этапе моделирования добивался устойчивости при работе просто на делитель ООС.



Когда моделировал синхронный выпрямитель на MOSFET, меня удивило, что мощность рассеяния начинает расти только при увеличении резистора в затворе свыше 100 кОм. Хотя это логично - частота коммутации очень низкая. К тому же, в выпрямителе ток транзистора имеет форму колокола, основная мощность рассеивается в середине промежутка проводимости, а на краях - мизер.



Схема в первом сообщении темы.

Повторю ещё: 60мА выбрано не только для компенсации токов утечки, это компромиссная величина - при таком токе потери мощности не слишком велики, но таким током уже можно разряжать разумные значения ёмкости нагрузки за приемлемое время. При необходимости этот ток может быть увеличен или уменьшен.

Здесь условия работы ключа несколько отличаются: в синхронном выпрямителе в идеале транзистор открывается при стремящейся к нулю разнице напряжений на стоке и истоке, соответственно ток в момент открывания нулевой. Здесь он открывается при ненулевой разнице напряжений на С6 и С2С7, что вызывает значительные (десятки-сотни Ампер) токи при малой длительности импульса, избавиться потом от этих иголок сложно. Поэтому приходится ограничивать скорость открывания транзистора.
viewtopic.php?p=1768677#p1768677

Да, я понимаю, что условия разные. Но частота коммутации тоже низкая. Не экспериментировали, какой резистор в затворе начинает вызывать заметный нагрев?

Никакого заметного нагрева нет. Посмотрите внимательно на осциллограммы по ссылке viewtopic.php?p=1768677#p1768677
Это осциллограммы тока в цепи истока (вернее, между истоком и минусом моста), масштаб 8мВ на 1А
Можно и 10кОм поставить в цепи затвора, на нагрев это не повлияет. Только тогда сложно будет нормировать работу для разных типов транзисторов с разной затворной ёмкостью. Имеется ввиду что при большом сопротивлении в цепи затвора его ёмкость будет сильно влиять на скорость нарастания напряжения (и тока при переключении), поэтому с одним транзистором будет всё хорошо, а с другим (с меньшей ёмкостью) компенсация может оказаться недостаточной. Я не люблю полагаться на характеристики, которые по своей природе имеют значительный разброс, поэтому стараюсь обеспечить некоторую предсказуемость работы схемотехническими приёмами.

Ситуация схожая с синхронным выпрямителем.