RF network analyzer

[pixar]

В N2PK меряют вообще постоянное напряжение на выходе смесителей. Есть проект французов , там после смесителя в фильтрах стоят контенсаторы по 1 мкф. В LT2440 изменением частоты тактового генератора и выборок получают очень глубокое подавление мешающей компоненты типа 50/60 гц или НЧ продукты от спуров. Вообще в ней 24 бита получается из 32К выборок, а на 256 выборок обещают только 20 бит.

[balmer]

При частоте сигнала 1 КГц (после смесителя) помехи 50/60 Гц никак не влияют. У меня эти помехи ниже уровня шума (шум начинается с 17-го бита CS4272 ). К томуже SA612 достаточно хорошо подавляет 50 Гц. Для теста делал приемник прямого преобразования на SA612. Если дотронутся пальцем до входа вместо антенны - слышно тихое гудение. Т.е. он сотни милливольт переводит в десятки микровольт.

[Hazagarov]

Вообще наилучший способ - ПЛИСина и сигналы гетеродина и тактовая, кратные опоре + интервал измерения, кратный периоду опоры. Тогда все частоты всегда встают в одной фазе относительно опоры, и можно спокойно пользоваться свёрткой, фазы всегда будут однозначны (и период накопления кратен периоду сигнала) с точностью до температурных изменений в ФАПЧах и трактах, но это понятно, от него никуда не денешься. А вот методически Вы как планируете? Каким образом обеспечивать однозначность фаз, как делать или где брать калибровочные наборы.

[balmer]

Ну вот есть у меня CS4272 (это audio ADC/DAC) он двухканальный. Соответственно мы ему указываем работать с частотой 48/96/192 КГц . STM32 умеет принимать поток I2S и складывать его в буфер используя DMA. Так что на этом этапе фазовая ошибка практически нулевая.

Причем у CS4272 есть еще один интересный плюс - это подавление гармоник высокочастотных. Даже на частоте 192 КГц он работает с "Quad-Speed mode supports input sample rates up to 200 kHz and uses an oversampling ratio of 32x." Это значит, что "The digital filter will reject signals within the stopband of the filter. However, there is no rejection for input signals which are (n × 6.144 MHz) the digital passband frequency, where n=0,1,2,..."

То есть надо делать фильтр, который выше 6.144 MHz режет сигнал. Если нам нужна полоса пропускания 20 КГц, то даже обычная RC цепочка справляется с этой задачей.

PS: Кстати еще простой вариант расчета схемы "на пальцах". На частоте 100 МГц еще можно заменять входную часть (дорожки на плате) на "эквивалентную схему" из резисторов/индуктивностей. У нас размеры входного куска - порядка 2 см. Это дает индуктивность меньше 20 nH и емкость меньше 1 pF. Емкость 1 pF игнорируется, так как активное сопротилвление получается 1.5 КОм на 100 МГц (а это сильно выше 50 Ом входного). Индуктивность 20 nH - это сопротивление порядка 12 Ом. Оно в худшем случае включенно последовательно с SA612A у которого входные параметры 1.5 КОм сопротивление и емкость 3 pF (530 Ом на частоте 100 МГц). Т.е. ошибка в амплитуде сигнала будет не более 3%. Это все элементарно корректируется.

PPS: С появлением SMD резисторов/конденсаторов частота 100 МГц стала "не страшной". А вот если использовать "большие" резисторы с выводами, то там конечно уже гемморой начинается на этой частоте. А если использовать деталюшки в корпусе 0402 и близко их друг к другу размещать, то и частота 1 ГГц будет дочтаточно низкой, для которой не требуется учет "волнового сопротивления".

[Hazagarov]

Хм. Давайте так. Структурная схема измерителя в общем виде представляет собой генератор синусоидального сигнала (который перекрывает малый диапазон), гетеродин (перестраиваемый, который перекрывает большой диапазон, окнами, внутри которых меньший шаг измерения обеспечивается диапазоном генератора) + смеситель вверх, выход, вход, смеситель вниз (в идеале от того же гетеродина, тогда, собственно, разности фаз при измерениях при разных фазах самого гетеродина относительно интервала измерения возникать не должно), смеситель с расщеплением на квадратурные составляющие (в случае корреляционного метода измерения), на который подаётся сигнал непосредственно использованного генератора (+квадратурная составляющая), и когда так, никаких неоднозначностей в фазе, вроде, также не должно возникать, далее фильтр, и математика - корень из суммы квадратов и арктангенс. Далее есть два режима - режим калибровки и режим измерения. Однозначность вставания фаз, либо вычитание фаз одних и тех же сигналов в тракте, обеспечивает, в частности, отсутствие фазовой неопределённости между режимом калибровки и измерения.
Далее. Для калибровки необходимы меры. Если мы хотим измерять коэффициент отражения - ХХ, КЗ, согласованная нагрузка. Если коэффициент передачи - перемычка для минимальной калибровки (точность очень невысока, для приличной точности требуется полная двухпортовая калибровка, куда входит комплект мер для однопортовой калибровки).

Поверхностный монтаж, несомненно, хорошо. Но во многом за счёт моделируемости. В целом, линии начинают моделироваться и в конечном итоге сходимость модельных результатов с измерениями некоторая появляется. Пытаться сделать расчёт минимум на порядок сложнее. На копланарных структурах очень сложно разбирать, где какую часть какой линией следует считать. Поэтому на микрополосковых сходимость простых моделей (в схематике структура с линиями и отверстиями) лучше, в случае, если коэффициенты связи не становятся слишком большими. Насчёт резисторов 0402 и поближе, Вы не до конца правы. В действительности на сотнях МГц результаты, полученные без учёта конструкции будут существенно отличаться от реальности (и от модели с учётом конструкции). В метрологических системах один из основных параметров, влияющих на погрешности - коэффициент отражения, чтобы получить его малым нужно детально прорабатывать конструкцию.

[khach]

Структурная схема измерителя в общем виде...

Что то слишком наворочено. Вот струкутрная схема fieldfox- двупортовый анализатор цепей со встроенным анализатором спектра. Скорее всего по такой же блок-схеме построен и R&S ZVL с опцией K1.
Если нужны 3 или 4 порта- то надо добавить соовтествующее число сместиелей и каналов оцифровки АЦП. Оцифровка должна быть когерентной, чтобы не терять фазу. Это достигается или применением УВХ (устройство выборки-хранения) или многоканальным АЦП.
Сейчас рассматриваю применение в качестве синтезаторов двух ADF5355 с гибридной схемой управления на базе ДДС AD9913 (быстрый мелкий шаг в отличии от дельта-сигма модулятора встренного синтезатора ADF5355) и закрытие низкочастотной дырки -частот ниже нижней границы встроенного делителя 54 Мгц. На высоких частотах AD9913 используется в качестве ДПКД в петле обратной связи синтезатора с внешним ФД, на низких частотах ADF5355 работает в качестве опорного генератора для AD9913, а AD9913 работает в режиме прямого синтеза. Изначально предполагалась оффсетная схема синтезатора, но она получалась слишком замороченной.
Третий канал работает гетеродином со сдвигом частоты на величину первой ПЧ 10.7 МГц. Все приемные каналы переносятся вниз на частоту 48 кгц и оцифровываются когерентно 8 канальным АЦП CS5368 (или 6 канальным CS5366) на частоте 192 кГц. Второй гетеродин 10.5 Мгц привязан к частоте оцифровки 48*4=196 кгц системой ФАПЧ по первому измерительному каналу. Таким образом происходит оцифровка 4 точек за период, что позволяет вычислить фазу без больших затрат времени процессора (как в методе с фурье). При 8 каналах оцифровки (4 портовый VNA) затраты на вычисление фазы стали существенны. При каждой следующей точке по частоте надо подождать, пока ФАПЧ 10.5 МГц стабилизируется, но это все равно быстрее, чем сбрасывать каждый раз все три синтезатора для синхронизации фазы.
Обрабатывает это все STM32F407, который умете работать с мноканальными CS5368 в TDM режиме.
Чтобы не было заморочки со смесителями- все 3 канала синтезаторов выведены наружу, и есть разьемы для 8 каналов приема- СВЧ часть (направленные ответвители и смесители) можно городить самому как душе угодно.
Вот как-то так блок-схема выгляжит к настоящему времени. Возможно будет и предидущая версия с MAX2871 -до 6 ГГц. Пока пытались пристроить к MAX2871 удвоители для расширения диапазона, появились ADF5355 со встроенным. Кстати, спектр там весьма грязный, присутстсует и основная частота, и вторая и третья гармоника, так что можно работать до 21 ГГц.
Неплохой "любительский" прибор получается?

[Hazagarov]

Про навороченность на мой-то взгляд скорее наоборот. Генератор и приёмный смеситель (с ПЧ на 0) запросто реализуются в ПЛИСине (+фильтрация, накопление, МВ, прочие приблуды), в аналоговой части один гетеродин и два смесителя. Ну и наращивание количества каналов, понятно, по желанию + направленные ответвители.
Собственно всё отличие-то Вами приведённой структурной схемы только в том, что формирующий канал делается отдельным генератором (с частотой, отличной от частоты гетеродина). Но у генератора и гетеродина в данном случае требуется обеспечивать однозначность вставания фаз относительно опоры, либо прорабатывать методы разрешения неоднозначности. В общем-то я об этом и говорил. Притом, я не очень понял, чем обеспечивается перестройка сигнала гетеродина у автора и формирующий канал. Схемы автора посмотреть не получается - PCAD, Altium не открывают, явно не их формат, Mentor Graphics ещё не поставил (и пока не изучал), Orcad'ом и его преемником пользоваться не приходится, не стоит.
Роде Шварц так-то приводят структурные схемы, я просто их не разбирал, не было нужды.
Насчёт метода измерения. Строго говоря, корреляционный метод имеет наименьшие погрешности, потому предпочтителен.

[pixar]

Вообще наилучший способ - ПЛИСина и сигналы гетеродина и тактовая, кратные опоре + интервал измерения, кратный периоду опоры. Тогда все частоты всегда встают в одной фазе относительно опоры, и можно спокойно пользоваться свёрткой, фазы всегда будут однозначны (и период накопления кратен периоду сигнала) ...

A можете пояснить эту мысль на пальцах применительно к тестовой частоте , скажем , 200 МГц? Типа простенькую структурку от руки и сфотать ?
Схема автора - куски из DG8SAQ VNWA 2 , AD9958/59 DDS на 2 канала . Нарисована в Eagle CAD , пока никаких особенностей.

[balmer]

А меж тем собрал на макетке свою железку, и начал ее чутка программировать.


Даже снял "первый" график с пустого провода.

По оси X частота 1-100 МГц. По оси Y амплитуда в условных единицах. Синий график - это REF канал. Красный график - TX канал.

Осталось теперь разобраться, почему не переключается RX/TX каналы. Там какая-то непонятная утечка на землю в проводке SET_CHANNEL, может быть пробит 2N7002. И потом уже можно будет заняться программированием основательно.

[balmer]

Да, действительно пробит был 2N7002 транзистор. 40 uA был ток на затворе. Привык, что IRML полевики неубиваемые и обращался неаккуратно.

PS: Алгоритм "Seven Parameters Sine-fitting Algorithms" видимо так и не реализую. Потому как он не нужен. Точную частоту/фазу сигнала можно получать из REF канала. Потому как на нем амплитуда всегда высокая и без шумов. Использовать данные из RX/TX каналов для этого смысла особого нет. RX канал плох тем, что когда подключается точно к 50 Ом нагрузке, то амплитуда почти нулевая. TX канал аналогично - когда открытый вход, то амплитуда нулевая почти.

[pixar]

не понял вышесказанное. Частоту ты и так знаешь .
Фиттером можно пробовать определять фазу и амплитуду , в надежде, что будет быстрей , чем Фурье ?

[khach]

Фиттер определяет сдвиг фаз между двумя синусами и амплитуду каждого сигнала. Достаточно уверенно работает по 32 точкам если в них попадает 3-4 периода синуса.
Т.е намного быстрее чем фурье измеряет одну точку АЧХ-ФЧХ. Фиттер был нужен для VNA c преобразованием частоты старого типа- в нем фазу крутит на каждой точке произвольно, т.к прескалеры синтезаторов оказывались каждый в неизвестном состоянии, а синтезаторов c phase resync командой тогда еще небыло. Ну и фильтры по ПЧ тоже вносили свою задержку по фазе, но ее хоть откалибровать можно.
Но потом был откопан патент с когерентным самплингом, где выход опорного канала подстраивал с помощью ФАПЧ частоту и фазу второго гетеродина так, чтобы на один период второй ПЧ приходилось точно 4 точки отсчета АЦП. И алгоритм еще намного упростился- перестроить синтезатор тестового сигнала и гетеродина на следующую точку по частоте, подождать пока фапч устаканит второй гетеродин (можно задержкой по времени, а можно контролировать сигнал управления с помощью АЦП контроллера или компаратора), набрать 64-128 точек от ацп, разложить эти отсчеты в 4 цифровых фильтра для устранения шума, посчитать амплитуду и фазу.
АЦП работают на частоте 192 кгц, соответственно вторая ПЧ 48 кгц -все привязано к аудиостандарту. Опорная частота 48 кгц генерится одним из каналов таймера, с ней сравнивается выход после второго смесителя опорного канала. Для быстроты захвата применяется схема early-late phase detector на аналоговых ключах типа 4053. Парафазные сигналы для ключей формирует таймер контроллера.
В принципе можно схему разогнать на внутренних АЦП до 1 МГц (ПЧ 250 кгц) но тогда теряется динамический диапазон.

[balmer]

Нет, частота в общем случае неизвестна. Измерил частоту ПЧ, получился такой график. Измеряю на 1024 точках.

По оси X на этом графике частота 1-100 МГц, по оси Y - промежуточная частота.

Вот еще один график, чисто по сходимости алгоритма.

Видно что можно брать +-40 Гц спокойно, а потом искать максимум тем либо иным способом. Впрочем надо искать в реальности в пределах +-1 Гц.

Но у меня частота выставляется именно в герцах. Думаю основные скачки - это именно преобразование из герц в "frequency word" для AD9959 при округлении в такой строчке uint32_t u32Temp=(uint32_t)dfFreq*(0xFFFFFFFF/(float)MASTER_CLOCK+1.0/MASTER_CLOCK);

Впрочем есть еще пока проблемы в моей железке:
CS4272 нестабильно запускается. Видимо где-то в инициализации накосячил.
Проникновение сигнала в TX канал сейчас -67 dB, а хочется поменьше.

[pixar]

Неопределнная ПЧ , конечно, из за float . Онo же 23 разряда , а DDS - 32.
Работай в целых , с DDS ты ПЧ всегда можешь знать до долей герца.
Иначе - зачем такие бабки платить.
Ещё - разница кварцев DDS и ADC тоже может косячить.

[balmer]

Убрал ошибку, связанную с округлением, теперь график промежуточной частоты выглядит так.


Тоесть ПЧmax-ПЧmin=0.3 Hz примерно. Причем это случайная ошибка. Если запустить еще раз измерения - получатся совсем другие значения, но в пределах этой частоты. Так-что придется как-то это учитывать. На измерение амплитуды это практически не влияет. На измерение фазы влияет в пределах 0.05%-0.1%, что вобщем терпимо. В RLC измерителе примерно такая-же была ошибка по фазе даже при большой амплитуде сигнала.

PS: И еще интересный вопрос - можно ли в интернете купить что-либо для калибровки? Желательно с SMA разъемом и измеренное. Типа - на частоте 10 МГц у этой деталюхи сопротивление 10.23+5.6j Ом ?

[balmer]

А вот еще график. Уже фазовый, так что мой спектроанализатор не зря носит название "векторного"


Синий - 80 см кабель.
Красный - 15 см кабель.

[balmer]

Выложил проэкт на GitHub.

Пока он совсем сырой, но посмотреть код/схемки можно.

[rv3bj]

Посмотрел схему и печатную плату синтезатора на AD9958. При такой разводке платы она вряд ли заработает. При изготовлении плат на такие высокие частоты необходимо обеспечить хорошее заземление всех выводов, подключенных к общему проводу. Неиспользуемые пространства на плате должны быть залиты "земляными полигонами". Желательно с двух сторон. Пример грамотно сконструированной платы можно посмотреть по следующей ссылке:

http://ra3pkj.ru/page1.html

Так что плату будем переделывать.

[balmer]

О! Добрый день еще раз.

Да, причем видимо сразу надо нацеливаться на заказ у китайцев (в той-же самой iteadstudio). Тогда можно будет сразу много дырочек насверлить под корпусом для GND.

Кстати есть у меня еще хотелки.
Вот таких генераторов уже накупил. Так что хочется чтобы и такой кварц можно было приапаять.

А еще хочется, чтобы на каждом канале было по два 50 Ом выхода. Первый выход для ВЧ части (10 КГц-100 МГц 50 Ом), второй выход для НЧ части (10 Гц-1 МГц 1 МОм). Амплитуда на выходе небольшая нужна - порядка 250 мВ (это нужно для SA612A). Для НЧ части 250 мВ тоже хорошо будет подходить, все равно компаратор придется ставить.

PS: Вчера вечером наконецц-то добрался до паяльника, сделал проводов экранированных. Сегодня вечером буду измерять, наколько улучшилось отношение сигнал/шум и проникновение каналов.

[balmer]

А теперь о грустном.



По оси Y - отложены милливольты приведенные ко входу.
По оси X - время. (Синяя синусоида с частотой 1 КГц)

Синяя синусоида - это REF канал (чтобы он влез на экран - разделили на 1000 его по амплитуде).
Красная синусоида - это TX канал, когда ко входу ничего не подключено.
Колебания большой амплитуды в TX канале - это частота 100 Гц, которая видимо пролезла из блока питания.
Колебания малой амплитуды в TX канале - это 1 КГц частота, которая видимо пролезла из REF канала.

Да, если разделить TX/REF то получится примерно 70 dB проникновения, как и написанно в Reference Manual к TS464.
Засада в том, что в TX канале усиление меньше. И вот если разделить TXmax/TXmin = 287, то получается всего 49 dB . Что как-бы совсем хреново Чтож, буду пока на этом отлаживаться. Попробую еще уменьшить амплитуду в REF канале, может поможет.