RF network analyzer

pixar

SA612 микросхема слабая . Сигнал на входе может быть давится для уменьшения комбинационных продуктов смесителя.

Также , входной имеданс SA612 вполне может иметь зависимость от ампдитуды сигнала на входе,
тогда делители напряжения R13/R12 & R18/R20 могли быть установлены для уменьшения
влияния амплитудно-зависимого входного импеданса SA612 на баланс моста .

Эта же схема опытом получена. Я бы не стал её так лихо кромсать .

Для исходной схемы (канал TX , from X5 to SA612 input)
у меня получились такие коэффициенты передачи по напряжению :

Rx = 100k ohm , A = -33.18dB
Rx = 2500 ohm , A = -33.5dB
Rx = 1 ohm , A = -33.2 dB
Rx = 0.025 ohm , A = -32.8 dB
Rx = 49 ohm , A = -72.9dB
Rx = 49.9 ohm , A = -92.6dB

вход SA612 принимался 1000 ом активный

Реклама

balmer

xDevs видимо не будет финальной схемы. Оказалось, что очень много моментов для меня не ясны и требуют экспериментов.

Сначала о оригинальной схеме. Она хоть и простая, но во многом очень даже хороша.

По RX каналу уровень шумов уменьшать нет особого смысла, так как там ограничение идет совсем по другим параметрам. Сопротивление измеряемое сверху ограничено сопротивлением моста и не может сильно превышать 1 КОм. Сопротивление измеряемое снизу - ограниченно сопротивлением щупов. Грубо говоря нет смысла измерять сопротивления меньше, чем Zщупов*0.1 . Т.е это цифры порядка 10-20 милиОм. Впрочем тут тоже крайне важна долговременная стабильность резисторов моста. Так что RX канал не заточен на измерение мелкоскопических сопротивлений.

По TX каналу. Там деление сигнала в 3 раза перед усилителем. Это конечно нехорошо, но максимум, что видел в подобной схемотехнике - это деление сигнла в 2 раза. Т.е. тут тоже не получается достичь особого выигрыша без сильного редизайна.

Есть еще один момент, в котором сейчас сильно сомневаюсь. Какой вариант схемы делать полностью двухпортовый? Либо 1 полный порт и 1 порт на прием как в оригинальной схеме? Дело в том, что не получается сделать качественную transmission калибровку. Open-Sort-Load дает значительно лучшие результаты.

Так, что видимо буду допиливать вариант с SA612A. Там и так получается -85 dB по TX каналу (причем мелким редизайном скорее всего доведу эту цифру до -90-95 dB). По RX каналу цифры не знаю, да и не важна она по причинам описанным выше.

PS: С AD834 тоже есть некоторое непонимание. Если включать ее по референсной схеме, с резисторами 50 Ом на выходе, то у нее получается очень маленький коэффициэнт передачи. Видимо надо включать резисторы на выходе порядка 250 Ом, как в этой схеме. Т.е. тоже вопрос, который требует экспериментов.

Реклама

khach

Вот интерсно, если двупортовый прибор сделать так, чтобы каждый порт был полным резистивным мостом со смесителем в диагонали моста?
А источник сигнала переключать между портами. Как себя поведет порт в качестве детектора при отключеннном источнике (вход источника конечно должен быть нагружен на 50 ом для сохранения баланса).
Или делать как в Bird SA-2000 двойной мост и два ферритовых балуна для падающей и отраженной волны соответсвенно заменить на смесители в дифференциальном включении (тогда балун ненужен) и так два раза- для двух портов.

xDevs

balmer писал(а):xDevs видимо не будет финальной схемы. Оказалось, что очень много моментов для меня не ясны и требуют экспериментов.

Ну как решите вопросы, пишите. Я в аналоговом ВЧ не силен, но плату порисовать интересно

Реклама

balmer

На блоксхеме двупортовость просто выглядит

Но вот как из резисторов собрать "directional coupler" и чтобы коэффициент передачи был не слишком слабым - этого вопрос не понятен до конца.

И еще чайниковский вопрос!
Почему нельзя сделать так:

GEN - это генератор сигнала.
PORT - коннектор идущий на деталь.
MIXER - идет к смесителю и дальше на измерение напряжения.

Т.е. можно измерить напряжение (сумму прямой и отраженной волны) и вычесть потом алгоритмически.
Причем R1 предполагается, что будет как можно меньше (10-20 Ом).
R3, R4 - порядка 50 Ом.
R2, R5 - уже как получится для согласования.

Реклама

khach

balmer писал(а):На блоксхеме двупортовость просто выглядит

Не, так не работает- потери в переключателе не учитываются, а они переменные по мере износа контактов. Так что делают 6 дб резистивный делитель перед каждым направленником, с него снимают канал R. И переключают его, или вообще его ПЧ. Тогда остается только один ВЧ перелючатель. А можно вообще им пожертвовать- тестовый сигнал разветвляют сплиттером и идет на два ПИН-диодных коммутатора (обязательно поглощающих, а не отражающих) и с них идет на два моста.

При этом направленник и делитель интегрированы в общий модуль, а инога и смесители там же.
PS. Вот тут направленник от VNA достаточно широкополосного ковыряли. http://www.eevblog.com/forum/testgear/a ... or-repair/ Картинки хорошие.

Реклама

balmer

Нашел очень толковую статью о калибровке. http://emlab.uiuc.edu/ece451/appnotes/R ... Models.pdf
Теперь понимаю, в чем была проблема с калибровкой TX канала. При его калибровке, даже если предположить, что измеряемая деталь reciprocal и symmetrical, получается система двух квадратичных уравнений относительно параметров S11, S21, которую видимо численно придется решать

Так что математику еще лопатить и лопатить.

Ну и да. Full two port захотелось с удвоенной силой. Потому как если не измеряемый элемент не симметричный, то чтобы все параметры измерить - надо будет обязательно измерять в двух направлениях. Это ж такой гемморой!

pixar

balmer писал(а): Но вот как из резисторов собрать "directional coupler" и чтобы коэффициент передачи был не слишком слабым

Никак. В направленном ответвителе все крутится вокруг времени ухода-прихода. В уравнениях с только резисторами время нигде не присутствует.

balmer писал(а): И еще чайниковский вопрос!
Почему нельзя сделать так:
Т.е. можно измерить напряжение (сумму прямой и отраженной волны) и вычесть потом алгоритмически.
Причем R1 предполагается, что будет как можно меньше (10-20 Ом).
R3, R4 - порядка 50 Ом.
R2, R5 - уже как получится для согласования.

Можно, так и делается. Tолько ставят ещё одно плечо с известным импедансом ( Rref=50 ом)
и напряжение на Rx сравнивают с напряжением на Rref. Получается мост.
R2 известно и стабильно. R1,R3,R4,R5 в принципе не нужны.

Реально двухпортовый прибор требуется довольно редко,
на уровне радиолюбительства вполне хватает измерения в одну сторону - только S11, S21.

Мне так навскидку приходит только один пример - настройка малосигнального усилителя
на одном транзисторе, когда выход влияет на вход и наоборот .
S22 может влять на работу фильтра за усилителем, поэтому его лучше подстроить.
А подстраивать S11 & S22 удастся только в паре.
Но кто сейчас делает усилители на транзиторе ?

То есть, для применения от случая к случаю, головняков с изготовлением
двухпортового прибора намного больше, чем реальная отдача от него .
Перекрутить разёмы проще.

Вот тут направленник от VNA достаточно широкополосного ковыряли.

это не направленный ответвитель , это резистивный мост с широкополосным симметрирующим трансформатором.

balmer

Все равно не понимаю, как можно измерить S11, S21.
Вот, смотрим слайд для SOLT коррекции для буковки T.

Пусть мы уже откалибровали прибор, и все коэффициенты e известны.
Предположим, что у нас усилитель, и параметр S12 = 0 (т.е. от выхода к входу сигнал не может идти). Но все равно есть 3 параметра S11, S21, S22. А уравнений только две штуки. Получается есть "лишний" параметр S22, который никак не измеришь, не переворачивая деталь.

pixar

конечно да.
переворачиваешь деталь путем переворачивания или подачи сигнала через заднее кирильцо и меряешь.

balmer

А меж тем прикрутил математику для случая симметричной пассивной детали, которая подключена между RX и TX каналами.

Т.е. для случая S11=S22, S21=S12

Решал самым простым численным итеративным методом. Сходимость на удивление хорошая. Хватает 5-ти итераций на низкой частоте и 6-7 итераций на 100 МГц.

Графики как всегда: красный - вещественная часть, синий - мнимая. Для резисторов пересчитывал - практически точно совпадает с теорией на частоте 10 КГц.

И еще один график - "почти диаграмма Шмита" для конденсатора. Для резисторов неинтересно смотреть, потому как точка получается.
Оранжевый - S11, зеленый S21.

PS: А вот для сравнения RAW график для 10 Ом serial резистора без коррекции

balmer

Копаюсь во внутренностях scikit-rf, кажется нашел неточность в TwelveTerm калибровке в функции apply_cal

. Т.е. там функция рабочая, но для случая, когда один из портов неполный и длина щупов щупов приближается к четверти волны - будет большая ошибка. Причина - переменная D должна быть рассчитана из откалиброванных параметров, а там считается из некалиброванных.

В случае же нормального двупортового, точность будет в пределах погрешности.

balmer

scikit-rf оказалась не особо полезной. Разве что рисовать графики Смита.

На рисунке кварц 8 МГц в диапазоне 7995-8005 КГц

Сейчас вожусь с двухполюсниками, которые включены между RX и TX каналов. Проблема в том, что для них в Z матрице Z11=Z22=infinity (в идеальном случае), от этого многие расчеты в scikit-rf перестают работать/выдают всякую чушь (из-за того что Z матрица используется).

balmer

На выходных научил свою железку измерять параметры кварцев. И даже собрал и обмерял кварцевый фильтр. Получилось близко к расчетным значениям.

Отрыл для себя Qucs - это circuit simulator. Open source и удивительно хороший. Кстати там есть много примеров для гигагерцового диапазона. Всякие фильтры/трансформаторы/ответвители на microstrip. Причем, что интересно есть даже параметры зависимости от температуры. Соответственно можно симулировать поведение железки при разных температурах.

balmer

Qucs мощная штука. Освоился довольно неплохо на частотах порядка 100 МГц и понял что RX канал сделан неправильно

Не нужно там такое большое ослабление. Просимулировал до частоты 1 ГГц - и на такой частоте не нужно. Попробую завтра переделать, проверить свои теоретические выкладки. Правда до частоты 100 МГц там получается полная халява, можно даже по 3 см провода до SA612 делать. На частоте 1 ГГц уже все суровее, надо размещать низкоомный шунтирующий резистор на минимальном расстоянии от смесителя.

balmer

Воспользовавшись qucs потвикал коэффициэнты усиления. Получил практически ничего не меняя дополнительные 10 dB. Восновном уменьшил усиление ref канала. Теперь можно рисовать такие графики.

Емкость 2.54 мм коннекторов находящихся на расстоянии 1 см друг от друга = 55 fF.

S21 для этих коннекторов.

Т.е. с -80 dB уже получаются достаточно надежные измерения. А это сопротивление порядка 1 МОм. Для 50 омного тракта вполне неплохо.

balmer

Пришла платка цифровая. Так как это уже третья версия, заказал на заводе, думаю нигде не ошибся.
На радостях вытравил аналоговую часть

Буду потихоньку паять полностью дифференциальную НЧ часть. Посмотрим станет ли лучше. Надеюсь на дополнительные 10-15 dB. Но практика, она суровая штука. Т.е. это уже лезем в сигналы амплитудой меньше десятка микровольт.

RF входы кстати переработал так, чтобы нормально работали до 1 GHz. Но вот распределение сигнала от гетеродина не просчитывал. Надо будет потом замерить (хотябы на частоте 100 МГц), насколько все плохо в этом узле.

balmer

Перепаял аналоговую и цифровую платы на дифференциальный тракт. Стало лучше, сильно лучше. Если раньше "пролаз" сигнала был на уровне -65 dB, то теперь он стал меньше -80 dB.

По этому поводу пару графиков о измерении конденсатора 1.5 pF (вкоюченный между RX и TX).

Обратите внимание, даже на частоте 10 КГц ошибка при определении емкости всего в 2-3 раза, что для 50-ти омного тракта - подвиг.
После коррекции уровень ошибки на уровне -90 dB. Это уже очень хорошие параметры, Теоретически у CS4272 114 dB Dynamic Range из которых у меня получается использовать примерно 95-100 dB.

На низких частотах (ниже 30 КГц) очень сильно повышает уровень шума ненужная боковая полоса. Эта та боковая полоса, которая сумма частот сигналов генератора. Она давится как RC цепочкой, так и программными методами, но все равно отъедает свои децибелы при очень слабом сигнале.

На высоких частотах уже важна емкость между RX и TX входом. Видимо придется для теста мастерить жестяные коробочки

Иначе сигнал очень хорошо распространяется по воздуху.

pixar

Это плата уже под смесители AD834 ?
А что с тестовым сигналом ? Не добавлял мощности ?
Проблема антенных анализаторов - влияние помех из эфира при настройке большой антенны.
Сильнее проявляется при слабом тестовом сигнале.

измерительный кабель с редкой оплеткой может давать тебе паразитную связь до - 50~-60 dB, которая не компенсируется калибровкой .

balmer

Нет, мощности не добавлял. Плата на SA612A, смысла на AD834 нет переделывать никакого, так как амплитуда сигнала на смесителях находится в линейной части диапазона. Хотя если тюнить - можно в два раза увеличить амплитуду сигнала, и сответственно в два раза уменьшить коэффициент усиления усилителей.

По поводу нелинейных помех график

Это худший случай, когда была слишком широкая полоса пропускания у ADC на минимальной частоте 10 КГц. Когда в полосу пропускания попадает не только разность частот сигналов но и сумма частот. Красный - что на входе ADC, синий после "метода наименьших квадратов". Так вот, даже такой жесткий вариант дает до калибровки ошибку примерно в 5%.

Собственно говоря почему отказался от самой-самой первой схемы на AD8302? Отказался именно по причине нестойкости ее к помехам.