Лабораторный БП PSL-3604

[mr_kot]

На плате управления нет двухполярного питания, а ОУ с однополяркой - это ничем не лучше внутреннего буфера.

А операционники rail-to-rail с однополярным питанием?

[Леонид Иванович]

Любой rail - это не совсем rail. Так что от смещения все равно не уйти.

[Galizin]

Нет. Дело исключительно в частотной коррекции.

Попробуйте в свою схему поставить генератор тока и биполярный транзистор. Генератор тока обеспечит примерно постоянную нагрузку на предвыходной транзистор. Учитывая скорости подключения нагрузки и заторможенность операционников, можно считать, что операционники вообще работают на постоянном токе и не влияют на регулировку. Конечно это не так, но они не могут повлиять на мгновенную просадку напряжения на выходе при увеличении нагрузки из-за своей тормознутости. Поэтому мгновенная просадка напряжения зависит только от выходного каскада.
В выходном каскаде стоят биполярные транзисторы. А у них при изменении коллекторного тока в е раз напряжение база-эммитер изменяется по моему на 26 милливольт. При изменении тока в 10 раз, это напряжение увеличится на 60 милливольт. Эта цифра достаточно хорошо соответствует Вашему моделированию,
У полевых транзисторов крутизна поменьше. Соответственно и просадка побольше. В Вашем случае крутизна полевого транзистра около 15А/В.

[Леонид Иванович]

они не могут повлиять на мгновенную просадку напряжения на выходе при увеличении нагрузки из-за своей тормознутости. Поэтому мгновенная просадка напряжения зависит только от выходного каскада.

Нет, это не так. С разомкнутой петлей ООС выходное сопротивление источника велико, особенно, если выходной каскад включен по схеме ОЭ/ОИ (как, например, в E3631 или в Вашем источнике). Поэтому изменение тока нагрузки должна отрабатывать обратная связь. Чем сильнее тормозим ОУ, тем больше выбросы видим на выходе. Поэтому коррекция на запаздывание имеет весьма ограниченное применение в БП. Посмотрел другие схемы БП, везде есть глубокая коррекция на опережение. Например, в E3646 (фрагмент схемы присоединил) формируют нуль на частоте всего 53 Гц! Попробовал ввести подобную коррекцию в свой источник, всё стало намного лучше, реакция на скачок нагрузки замечательная. И с устойчивостью нормально. Вот только не нравится мне, что пришлось усилители ошибки сделать инвертирующими (хотя в большинстве готовых БП именно так). Это требует дополнительных ОУ для инверсии сигналов ЦАП, причем у них входы тоже не будут высокоимпедансными, т.е. перед ними еще нужны ОУ в неинвертирующем включении. Старая структура БП мне очень нравится своим минимализмом, но пока не получилось добавить туда подобную коррекцию. Интересное решение есть в Agilent 6541 (параллельная коррекция), но тоже никак не получилось добавить ее в старую схему.

[Galizin]

Да действительно. В таких схемах выходной транзистор в высокоимпедансном включении. Так что все определяет операционный усилитель с коррекцией на опережение.

Если у Вас в данной схеме получается отрицательный источник опоры, можно попытаться инвертировать оба каскада на ОУ - и входной дифференциальный и управляющий. Я конечно выразился неправильно но надеюсь понятно что это значит.

[Леонид Иванович]

Инвертировать оба - не вариант, с выходов диффусилителей сигнал поступает на АЦП, поэтому полярность должна быть положительной.

[Леонид Иванович]

Только собрался подражать схеме HP 6632A, как прочитал про его поведение: http://www.dgkelectronics.com/hp-6632a-power-supplies/
Вот вам и HP...

Тема про то, какие БП кто использует:
http://www.eevblog.com/forum/chat/show- ... chtop-psu/

Ну и вопрос: нужен ли плавкий предохранитель во вторичной цепи? Если да, то в какой точке схемы именно?

[amv2000]

нужен ли плавкий предохранитель во вторичной цепи?

Может поставить самовосстанавливающийся, после диодного моста.

[p210]

Может ... после диодного моста.

Леонид Иванович вроде как многоуровневое питание собирался (может передумал уже) применить. Если и ставить, то перед выходными клеммами, а ОС по напряжению подключить после предохранителя...

[koyodza]

перед выходными клеммами

А смысл?

[p210]

Особого - нет. Дань прошловековым традициям. Ведь и писал

Если и ставить

[us0iz]

Здравствуйте !
Поделитесь.
Нужна простая схема автоматического переключения обмоток трансформатора на реле (2-3 ступени).
При регулировке напряжения БП для снижения нагрева регулирующих транзисторов и уменьшения габаритов радиатора.
Спасибо
Виктор
73!

[Леонид Иванович]

А чем схема выходного каскада обсуждаемого БП не устраивает?

[us0iz]

Да может и устроит, но ее для начала видеть бы.
Всех с праздниками поздравляю!
А нельзя ли по конкретней.
Обычно на хороших форумах проблем со схемой, которую обсуждают нет она на первой странице.
Здесь же она «зарыта» и попробуй ее найти. Да еще с медленным мобильным интернетом…как у меня.
Дайте ссылку на схему БП.
Спасибо.
С уважением,
Виктор
73!

[dmirrr]

Управление STM32: http://radiokot.ru/forum/download/file.php?id=147963
управление AVR: http://radiokot.ru/forum/download/file.php?id=129570
Выходной каскад: http://radiokot.ru/forum/download/file.php?id=147207
Синхронный выпрямитель: http://radiokot.ru/forum/download/file.php?id=141850
Обычный выпрямитель : http://radiokot.ru/forum/download/file.php?id=87368
Усилитель ошибки с ФНЧ: http://radiokot.ru/forum/download/file.php?id=129975

Прицепил дополнительно все материалы, выложены Леонид Ивановичем на форуме сахары. Пришлось перепаковать в 4 архива, а то на кота файлы больше 1 Мб не цепляются.

[Леонид Иванович]

Повозился еще с моделью. Никак не могу придумать, как ввести ноль в частотную коррекцию при неинвертирующем включении усилителя ошибки. Тут такое дело - сигнал обратной связи даже для нужд частотной корреции можно брать лишь с выхода дифференциального усилителя напряжения (U10A). Брать непосредственно с выхода БП нельзя, так как сигнал будет иметь ошибку на величину падения на датчике тока. При скачке нагрузки на датчике тока будет скачок напряжения, который попадет в сигнал ОС. Вводить частотную коррекцию прямо в дифференциальный усилитель U10A не хочется по ряду причин: имеющаяся коррекция подобрана для устойчивой работы с внешним sense при наличии индуктивности проводов нагрузки; глубокая частотная коррекция приведет к ухудшению подавления синфазной помехи из-за разброса емкостей; хочется иметь неискаженный сигнал напряжения для оцифровки с помощью АЦП (если снимать график). Пока остановился на компромиссе (схему модели присоединил). Очень уж не хочется делать инвертирующее включение усилителя ошибки. Коррекцию (C4, R44) включил прямо на выход БП. Включать ее на выход усилителя напряжения (коллекторы Q11, Q12), как было в ранних версиях схемы, категорически нельзя, это раза в 4 увеличивает выброс при скачке нагрузки. Что вполне понятно, выходной каскад оказывается вне петли этой ОС. Погрешность, связанную с датчиком тока, можно частично компенсировать, введя специальную цепочку (R45, C6). Эта цепочка снижает выбросы с 120 мВ до 40 мВ при скачке тока нагрузки с 1 А до 2 А (Vout = 20 V, Cout = 33 uF). Но как-то это не совсем красиво. Эх, как бы для частотной коррекции использовать выходной сигнал U10A?

[Galizin]

Погрешность, связанную с датчиком тока, можно частично компенсировать

Тогда можно было бы убрать и R9. Транзистор быстрого реагирования на перегрузку Q7 перенести прямо на шунт R39. Возможно после этого еще несколько полегчает.
Еще можно попытаться irf540 заменить на TIP142 в выходных каскадах.

[Леонид Иванович]

R9 находится внутри петли ОС, его исключение уменьшает выброс буквально на несколько процентов. А вот датчик тока R39 получается вне петли ОС, образованной цепочкой R44 и C4. Если бы можно было взять сигнал обратной связи не с выхода БП, а с выхода U10A и сформировать при этом такую же АЧХ, то проблема исчезла бы. Но не знаю, как это сделать.

А зачем транзисторы менять? Проблема не в том, что выходное сопротивление каскада велико, а в том, что датчик тока не попадает в петлю ОС по переменному току.

Upd: не поменять ли топологию источника? Вообще, топологий БП есть 6:



1 - Регулирующий транзистор включен истоковым повторителем. Минус выпрямителя заземлен, что позволяет использовать основной источник для вспомогательных целей (питание ОУ, МК). Датчик тока внизу, т.е. синфазное напряжение мало, это позволяет снимать сигнал тока простым ОУ или дифф. усилителем с небольшим подавлением синфазной составляющей.
Нагрузка не заземлена, что требует дифф. усилителя для снятия сигнала напряжения. Эта топология используется сейчас.

2 - Регулирующий транзистор включен истоковым повторителем. Минус нагрузки заземлен, сигнал напряжения можно снимать простым ОУ. Зато выпрямитель не заземлен, это требует вспомогательного развязанного источника питания. Датчик тока внизу.

3 - Регулирующий транзистор включен с общим истоком. Плюс нагрузки заземлен. Датчик тока вверху (в смысле, он "летает" вместе с напряжением на нагрузке), что требует применения дифф. усилителя с хорошим подавлением синфазного напряжения. Вообще, бестолковый вариант.

4 - Регулирующий транзистор включен истоковым повторителем. Минус выпрямителя заземлен. Минус нагрузки заземлен. Зато датчик тока вверху, что требует хорошего дифф. усилителя или токового монитора (AD8211 и т.п.). Эта топология хороша, одно время склонялся к ней, но остановили трудности снятия тока.

5 - Регулирующий транзистор включен с общим истоком. Плюс нагрузки заземлен. Датчик тока внизу. Выпрямитель не заземлен. Неплохая топология, используется, например, в двухполярных источниках Agilent, а также в HY3005 и подобных.

6 - Регулирующий транзистор включен с общим истоком. Нагрузка не заземлена. Датчик тока внизу. Выпрямитель не заземлен. Часто используется в промышленных БП.

Вот и надо решить, менять топологию или делать усилитель инвертирующим. Ну или цепь активной коррекции. Применение топологии с заземленной нагрузкой ведет к усложнению конструкции (требуется или верхнее снятие тока, или вспомогательные изолированные источники) и на корню проблему все равно не решает. С внешним SENSE проблема снова проявится.

[Galizin]

R9 находится внутри петли ОС, его исключение уменьшает выброс буквально на несколько процентов. А вот датчик тока R39 получается вне петли ОС, образованной цепочкой R44 и C4

Я вчера немного помеделировал эту схему. У меня получается, что при увеличении нагрузки, ( 24В вых, нагрузка с 100 до 5 ом и обратно) происходит резкое просаживание напряжения примерно на полвольта примерно на полторы микросекунды. Причем поскольку цепь обратной связи длинная ( 2 ОУ + предвыходной каскад), то регулировками этой обратной связи ничего не сделаешь, Я думаю, что бы просадка была меньше, нужно укорачивать цепь обратной связи на высоких частотах. Это схема эмиттерного повторителя с датчиком тока в коллекторе (4) и эмиттерный повторитель с не заземленным выпрямителем и отдельным источником для питания ОУ(2) (обе схемы эквивалентны по ВЧ, в (2) поменяны местами датчик тока и выпрямитель). Тогда обратная связь на высоких частотах состоит только из одного транзистора - собственно эмиттерного повторителя.
В этих схемах все должно быть хорошо по скачкам напряжения при резком увеличении нагрузки - просадки будут минимальны. Но они будут стремиться к минимуму и при перегрузке (КЗ). То есть источник будет пытаться поддерживать заданное напряжение и при перегрузке.

Вот вам и HP...

Ох не дураки сидят в HP. Не зря они ответили, что в источниках, направленных на точное поддержание напряжения, тормозная защита.
Если же источник должен быстро реагировать на перегрузки - то тут вероятно нужна какая то другая топология. Я думаю, что то с общим эмиттером. При резком увеличении нагрузки он будет просаживаться, но обратная связь будет возвращать его на место. Зато при перегрузке эта просадка будет естественна и очень хорошо сработает на ограничение тока.
В Вашем источнике можно попытаться укоротить цепь обратной связи на ВЧ - добавить конденсатор между -OUT и базой (эмиттером ?) Q2 (c9 посадить не на землю, а на токоизмерительный резистор ?) Но тогда, скорее всего, потребуется изменять и остальные цепи коррекции. Я этого не делал.
А как Вы получаете диаграммы Боде? Я не вижу ни дополнительного источника напряжения в цепи обратной связи, ни индуктивного разрыва цепи обратной связи (оба способа я вычитал у Тима Грина). Когда я анализировал диаграммы по напряжению, то вставлял дополнительный источник синуса в разрыв провода с выхода u10a и r16.
Параллельно r16 можно поставить ускорительный конденсатор, возможно тот самый, которого Вам не хватало.
Еще я думаю, что чем короче обратная связь, тем быстрее она работает. Поэтому для источника хорошо применять только 1 ОУ. В идеале конечно и от него бы отказаться, по крайней мере на ВЧ.
Еще товарищи Хоровиц с Хиллом писали, что нагрузка источника постоянным током благотворно сказывается на устойчивости. Они свой лабораторный источник подгружают по моему миллиамперами 300. Меня жаба задушила применить такое расточительство. Но у Вас несколько секций, возможно это будет оправдано. топология их источника - 2 (?).

[Леонид Иванович]

У меня получается, что при увеличении нагрузки, ( 24В вых, нагрузка с 100 до 5 ом и обратно) происходит резкое просаживание напряжения примерно на полвольта примерно на полторы микросекунды.

Методиками измерения этих выбросов пользуются разными, я обычно делаю скачок от 1/2 Imax до Imax. Вот что получается у этого источника для скачка тока от 2 А до 4 А, Vout = 24 В, Cout = 33 uF.



В принципе, жить можно, не нравится только теоретически неправильное включение цепи частотной коррекции и "хак" в виде цепочки R45, C6. Хотя точно такой же "хак" я обнаружил в схеме HP 6632A.

Причем поскольку цепь обратной связи длинная ( 2 ОУ + предвыходной каскад), то регулировками этой обратной связи ничего не сделаешь

Точно такая же длина ОС в любых промышленных источниках: дифф. усилитель на ОУ для снятия напряжения (без него никуда при внешнем SENSE) + усилитель ошибки на ОУ. Да и ОУ можно взять быстрые, хоть с полосой 1 GHz, но можете убедиться сами, это совершенно ничего не даст. Что касается усилителя напряжения, так это еще большой вопрос, что быстрее, усилитель с ОБ + выходной каскад в виде повторителя, или просто выходной каскад с ОИ (ОЭ). Думаю, первый случай быстрее. Но дело и не в этом. Правила игры задает нагрузка, емкость которой вместе с выходным сопротивлением каскада образует полюс на низкой частоте. Чтобы добиться устойчивости, приходится всё искусственно тормозить: и каждый ОУ, и усилитель напряжения (C7, C9).

Тогда обратная связь на высоких частотах состоит только из одного транзистора - собственно эмиттерного повторителя.

Ничего не понял. Вы предлагаете охватить петлей обратной связи один каскад с усилением 1? Какая же будет глубина этой обратной связи?

Не зря они ответили, что в источниках, направленных на точное поддержание напряжения, тормозная защита.

Мне это непонятно. В том источнике сильно заторможен усилитель ошибки по току и не принято мер по предотвращению его насыщения. Вообще, скорость перехода CV/CC определяется исключительно параметрами цепей обратной связи и минимально зависит от способа включения транзистора выходного каскада.

В Вашем источнике можно попытаться укоротить цепь обратной связи на ВЧ - добавить конденсатор между -OUT и базой (эмиттером ?) Q2 (c9 посадить не на землю, а на токоизмерительный резистор ?)

Бесполезно делать какие-то петли местной обратной связи для Q2. Здесь нет усиления.

А как Вы получаете диаграммы Боде?

Вводил дополнительный источник в цепь входа "-" усилителя ошибки. Но это беда. Я пришел к полному тупику оптимизации коррекции по диаграммам Боде. Характер нагрузки очень сильно влияет, плюс требуется совместная работа каналов CV/CC. В результате когда по АЧХ устойчивость должна быть, обязательно находятся ситуации, когда возникает неудовлетворительный переходной процесс. Ограниченная скорость нарастания для каждого каскада приводит к тому, что АЧХ сильно зависит от уровня сигнала. Для полной картины нужно было бы снимать семейство АЧХ, что малореально. Поэтому в последнее время частотную коррекцию подбираю исключительно по реакции на скачок напряжения, тока, нагрузки. Изредка контролируя АЧХ с замкнутой ОС.

оба способа я вычитал у Тима Грина

А что это за книга?

Параллельно r16 можно поставить ускорительный конденсатор, возможно тот самый, которого Вам не хватало.

Именно! Очень сильно не хватало и не хватает! Но конденсатор параллельно R16 ничего не даст, так как дальше идет высокоимпедансный вход ОУ. Вот если бы ОУ был в инвертирующем включении и R16 был подключен в точку с нулевым импедансом - тогда другое дело. В этом и заключался вопрос последних постов: как добавить ноль на АЧХ цепи обратной связи на частоте порядка сотен герц - единиц килогерц, и чтобы сопутствующий полюс был выше частоты единичного усиления?

И еще одно замечание, это я уже несколько раз повторял: нельзя делать никакие петли обратной связи по ВЧ прямо с выхода БП. Выходное напряжение БП корректно представлено относительно земли только в одной точке - на выходе дифф. усилителя U10A. Только оттуда можно брать сигнал обратной связи.